Destop 2.1 channel Amprefire Modification

XH-M139 TPA3116D2 2.1ch Amplifier Modification


TPA3116D2 中華2.1chアンプの解析と改造のページ


Introduction:

デスクトップ用に2.1ch のスピーカシステムを自作したが駆動するアンプとチャンネルデバイダーが仮で拵えたままであった、3D(2.1ch)駆動のためにには自 作のチャンデバ基板+Tripath TA2020Aを2個使いとそれなりにスペースを必要で、チャンデバ基板は裸のままで危なっかしいし、自宅で鳴らすには必要十分だけどもう少しだけパワーが欲しいと思って いた。
 そんな状況でアマゾンを徘徊していたら何と980円で2.1chのアンプ基板が売ってたのでよく考えも、下調べもせずにポチってしまったのがこのプ ロジェクトの始まりであった・・・・


Impression of Stock Condition

二週間近くかかって中国から届いた基板はNE5532が2個乗ってた り、トロイダルコアのインダクターを使ったりと一見それなりに仕上がっているように見えたが、詳細にチェックしていくと実は問題だらけなのであった。
(Ali Expressから画像を引用)
まず、何のミューティング回路も搭載していないので電源オンとオフの際に盛大なポップスノイズが出る! ほぼ電源電圧がそのままSPに掛かるのでヤワ なSPなら簡単に燃えてしまうだろう、TPA3116D2のミュート端子と+電源の間にコンデンサーを入れて簡易的に対策してみたが、電源オンの時は 大丈夫でも電源オフ時はまだ盛大に出るままだったので根本的な対策をする必要を感じた。 またTIのデータシートに乗ってる参考回路では出力最終段の LCフィルターがサブ側は10uH+1uF、サテライト側が10uH+0.68uFなのに対して、この基板では実測47.5uHのトロイダルインダク タ+1uFとサブウーハーchは良しとしても、サテライト側は明らかに定数が間違っているのが判った。 さらに、販売しているページにはスイッチング 周波数1.2MHzと誇らしげに書いてあるが、出力のPWM信号の周波数を測ってみたら約400kHzと明らかに間違っている。 これは徹底的に調べ ないとだめ
メな製品である可能性があると判断し、基板から起こしてみたのが 以下の回路図である。

Original Schematic Circuit Diagram

XH-M139 Pre-Amp Stage Schematic:


2.1chアンプと謳っているが、実態はステレオアンプ+LPF付きモノアンプという構成であった。 動作モードも400kHzだったし、やはり何の ミューテイング回路も無かった・・・。 サテライト側はボリュームを2段通っているし、サブウーハー側のボリュームに至っては最大にすると前段の NE5532の出力どうしがショートするし、LPFのカットオフ周波数もボリュームの位置次第で変化してしまうというとんでもない設計であった。 最終段 のLCフィルターも低インピーダンス負荷では明らかにカットオフ周波数が可聴帯域を割り込んでいるし、このままでは使い物にならず何とも手の入れ甲斐があ るアンプ基板であることが判明したのであった・・・・


Modification

 Pre-Amplifier Part

Mute Driver Circuit(Design Version 0)

まず何よりも先に手をつけなくてはならないのがポップス音対策だ、TPA3116D2のミュート端子をHレベルにプルアップしてやる事で出力がハイイン ピーダンスとなり、ほとんど問題ないレベルにまで改善できるが、ミュート端子と電源+との間に3.3uFコンデンサ一発という簡易的なミューティング駆動 回路は
Design-1 [Simplified]

この動作をシミュレートしてみると以下のようになる。


青線が電源電圧v(1)、赤線はミュート端子の電圧v(2)。後者の電圧がTTLレベルを越えたあたりからミュートが機能し始めるので電源オンの時は一応 ミュート動作するが、電源オフの時は逆のマイナス側にまで到達してしまっているので当然ながらオフ時にミュートは全く機能しない。

Mute Driver Circuit(Design Version 1)

TPA3116D2のミュート端子を電源オンのみならずオフ時にもHレベルにプルアップするようにしてやればSP出力がハイインピーダンスになって、ポッ プス音をほとんど問題ないレベルにまで改善できる事を手操作でシミュレートして確認した。 ミュート端子を電源をオンした瞬間にHレベルにし、やや時間が 経ったところでLレベルにする。もしアンプ動作中に電源電圧の低下を検出したら即時にHレベルにする。 要はこれを自動でやる回路を考える訳であるが、可 能な限りシンプルな回路を考えてみた。
Design-2 [Practical Use]

D1,D2のダイオードはショットキーよりもリーク電流が少ないスイッチング用のSiダイオードが適する、もし電源電圧のドロップに敏感すぎて誤動作して しまう場合にはD2を複数本直列にして感度を落としてみて欲しい。使用するトランジスタはPNPタイプなら何でも構わない。

この回路の動作をシミュレーションしてみると・・・

一番上の青線波形のv(1)が電源電圧、v(4)の赤線がミュート回路駆動出力。 電源オンから約2秒遅れてミュート解除され、電源電圧がドロップし始め るとすぐミュート端子をプルアップしミュート状態になる事が判ると思う、D2のダイオードを複数本直列にした場合は、オフ時のミュート動作開始する電圧が 低くなるが同時にシャットダウンも遅くなってしまうので最小限に留めるべきだろう。 ミュート回路動作を解説すると、電源オン時にはC2がチャージされる までの間Q1のベースが下向きに引っ張られてE-C間が導通するのでミュート機能がオン。 程なくしてC1はダイオードD1経由でチャージされていく、 C1の電圧が定常状態になった後で電源電圧がドロップし始めるとQ1のベース電位はD2でGND方向に引っ張られるためにC2の電位はC1よりも低くなり 始める、この電位差が約1.2Vを超えるとQ1がオンするので再びミュート状態になるので電源オフ時にもミュートが掛かるという塩梅だ。 結果的にポップ ス音対策はトランジスタ一石で劇的に改善できた。たったこれだけの回路なのにコスト優先のためなのか? 無くても音が出るんなら要らないとばかりに載って ないのが中華アンプ設計の真骨頂なのだろう(笑)このミュート駆動回路は小さなユニバーサル基板に載せてホットメルトで部品上に固定した。

Mute Driver Circuit(Design Version 2)

もっとシンプルな回路で、電源オンとオフの両方で動作する回路ができないかと考えていたら、できました部品の種類は多いけど簡単な回路で実現可能で す。

Version2 Anti-Pop Driver Circuit Schematic Diagram:

回路動作を説明します。 最初に電源オンした瞬間は2N7000はpin1(Gate)と pin2(Source)の間にある3.3uFのコンデンサーが放電しきっているのでターンオフ、よってTPA3116D2のMUTE端子が10kΩの抵 抗でプルアップされてミュート状態になります。 電源電圧が上昇してきて12Vを超えるとツェナーダイオードのアノード側の1kΩの両端に電圧(=VCC-12V)が生じ、1MΩの抵抗を経由して3.3uFのコンデン サーがチャージされていきます。 チャージが始まって2秒〜3秒経つと2N7000のVG-S電圧がターンオンするのに十分な電圧 に達しpin3(Drain)とpin2(Source)間がオンするのでTPA3116D2のMUTE端子はGNDレベルとなりミュートが解除されま す。この状態で通常使用するのですが、何らかの理由で電源電圧が約2V以上デップ(ドロップ)したり、電源が切られた場合には3.3uFのコンデンサーの 電荷がダイオードを通じて急速放電されるので電源電圧が低下しTPA3116D2がノイズを発するようになる前にミュート状態となります。 最初は1MΩ と並列のダイオードは一本だけでしたが、あまりに電圧降下に敏感過ぎたので3本に増やすことで過剰な電源オフ検出動作を抑制しています、直列の本数を増や せばさらに感度を落とせますが、それより電源電圧の安定度を向上させるのが先にやるべき事だと思います。このアンプのポップノイズで悩んでる人が多そうな ので以下にユニバーサル基板で実装する場合の実体配線図を載せておきます。

Version2  Anti-Pop Driver Board Layout Example:


Crossover Dividing Network Modification

 次にクロスオーバー回路に手を入れる、サテライトSP出力にHPFを入れたいのだが、50kΩのボリュームだとノブの位置によって通過域のf特が大きく 変化してしまうのでやむなくLME49720によるボルテージフォロワーの小判ザメ基板を作って基板裏側に追加した、HPF回路はなるべく基板パターン改 造を少なくて済むように多重帰還型のHPF回路を採用してみた、以下にシミュレーションを実施した回路を示します。

Simulated HPF & LPF Circuit Diagram:
X3の多重帰還型HPF回路は通過帯域の位相が反転するので2次のネットワークの場合、相 手のLPF側を普通の非反転タイプで構成すればちょうどクロス付近の位相が合うので反転が難しいアナログアンプの場合には好都合かもしれない、回路シミュ レーターで振幅ー位相特性を解析してみた。周波数特性と位相特性のシミュレーション結果を示す。

Simulation Result: HPF & LPF Frequency Response and Phase Response

両者の出力の位相がほぼ平行して変化しているのが読み取れると思うが、組み合わせるスピーカーによっては通常のバタワースなアライメントよりも位相差が少 ないのでオーバーラップする周波数での総合音圧特性が最大で3dBほど盛り上がる可能性がある、理論上は振幅も位相も完全にフラットなスピーカー同士なら -6dB付近でクロスさせるべきであろうが私の場合は実測したスピーカーでの実特性では少しクロスポイントが落ち込み気味だったのであえてこのような設定 にしている。

 その他では、サブウーハー用のモノラル化のためのミキサー回路を搭載しサテライトSP側のクロストーク特性を悪化させないようにしたのと、サテライト側 はボリュームを2個通ることによる音質の劣化を避けるためにサテライトSP用の音量調節ボリュームは廃止した、代わりにモノラル化ミキサーに少しゲインを 持たせてサブウーハー側のボリュームを少し絞った状態でバランスするようにしておいた。 以下に大幅に改造したプリ段の回路図を示す。

Modified XH-M139 Pre-Amp Stage Schematic:

プリ段改造箇所:
  • 2段重ねのサテライトSP用VRを削除
  • 初段にLME49720によるバッファーを追加
  • L/R出力に多重帰還型のHPFを追加
  • SUB信号用モノラル化ミキサーを追加
  • SUB信号用LPFの定数の見直し
  • Opアンプ中点電圧用抵抗の基準点見直し

 Power-Amplifier Part

Synchronous Slave Clock Issue / サブウーハー側スレーブ動作の不具合対策

L/R出力に対してサブウーハ出力側のインダクターの発熱が異常に多いのが気になった、最初のうちはSUB出力側はパラレルBTL動作なので大電流が流せ るから磁気飽和が起きやすいためだろうと思い込んでいたが、許容電流が大きなコアのものに交換しても明らかに発熱量がL/R出力とは大差があったので PWM出力波形を測定してみたのが以下の波形である。
[PWM Output Waveforms] Channel1: Right-Channel,  Channel2: SUB-Woofer Channel

C40削除前のPWM出力波形で上側がR-chのPWM波形だが、私の基板は改造しているので1.2MHzでスイッチング動作している、下側がSUB出力 のPWM波形なのだがSUB側の波形が時々しかスイッチングしていない、これでは実質的に1/5程度の低いスィツチング周波数になってしまうので出力段の LPFではカットしきれず盛大な高周波ノイズが漏れ出てきてしまう、異常に発熱するのもこのせいだと考えられる。 海外の掲示板を徘徊するとマスター動作 に改造したら改善したという書き込みを見かけた事を思い出した。

そこで2個のTPA3116D2を同期動作させているSYNC信号を調べてみた、上側がマスター側の送り出し信号、下側がスレーブ側TPA3116D2の 受端子pin16で測定した波形
{SYNC SLAVE Clock Signal] Channel1: Master Out, Channel2: Slave Input

約100kHzのクロックリファレンス信号に対してR25(=10kΩ)と 1nF(=1000pF)で構成されるCRフィルターなのでカットオフ周波数が15kHzという非常に低い設定で、C40の容量が大きすぎるために波形が三角波になり振幅 も2Vppを切ってしまっている、TIのデータシートの参考回路がそうなっているので素直にそのまま作っただけなのかもしれないが、私は400kHz動作 であっても100pF程度が上限だと思う。 送り出し側だと5Vpp近くあるクロックが2Vppまで減衰しているのでこれではマズいのではないかと思っ た、IC間のスイッチングする瞬間を位相をズラすことでトランジェント電流を抑える事を狙ってたのかも知れないか、マトモに動作もしないのでは話にならな いので、まずは正確に同期するようにするために波形エッジをもっと鋭くしクロック信号レベルも大きくする必要があるのでカットオフ周波数を上げる必要があ る、幸い?10kΩと非常に高いシリーズ抵抗が付いていたのでC40を外すだけでも配線容量だけで十分鈍った波形になった。 
同期信号を確実に伝える改造をするためにC40を削除する箇所は下の画像に示すようにヒートシンクの下なので基板を分解する必要がある。


黄色矢印が差しているC40を取り外して pin16の波形がどう変わったか確認する・・・

[C40 Removed SLAVE Clock Signal] Channel1:Measured at Master Output Pin,  Channel2: Slave Input Pin16

プローブの容量が10pF程度乗ってるが、配線容量だけで100kHzという周波数に対して十分シャープな波形に改善された、これなら問題なく同期動作し そうだ・・・


ということで再度アンプのPWM出力波形を測定・・・
[Modified PWM Output Signals]  CHannel1: Right channel, Channel2: SUB-Woofer channel

下側がサブウーハー出力だが、今度は途切れることなく安定して上側と同じ周波数(=1.2MHz)でスイッチングしている、SUB側インダクターのコアの 発熱も目に見えて少なくなった。 これなら全く問題ない程度の温度上昇でコアに触ってもやや暖かいなと感じる位、購入時の長時間触っていられないほどに熱 かった頃と比べたら大違いである。 


Modified XH-M139 Power-Amp Stage Schematic: (TI社のデーターシートを改変して転載)


パワー段改造箇所:


Enclosure

音もそこそこ良いし、やっと安心して使えそうな状態になったのでアルミのケースに入れてみ た。

中身はこんな感じでギリギリで収まっている。

ケースに入れる事で基板が密閉状態になる、正確な値は覚えていないが確かDC19V供給状態で購入時の無信号時消費電流は200mAを超えていたと思う、 上記の改造後は無信号時の消費電流は約100mAに減っている、しかし高効率なクラスDアンプといえども常時2Wほどの発熱量に対する熱対策は必須だ。
15x15mmのアルミ角柱を2本使いヒートシンク部を延長して天板にも放熱するようにしているが、この程度の熱対策をすればほとんど温度上昇を感じな い。



Impressions & Comments

ミューテイング駆動回路を搭載したおかげで電源オン・オフ共に小さく「プッ」ていう程度に までポップス音の問題は改善できた、これならリレーは不要だ。TPA3116D2のスイッチング周波数を400kHzから3倍に引き上げた状態ではインダ クターの発熱は減少したが、代わりに無音状態でもアンプIC側の発熱量が増えたように思う、明らかにヒートシンクがないとヤバいレベルの発熱があり、それ なりの大音量で鳴らしてもIC側の発熱はさして増えないみたいだが、インダクター側の発熱はさらに増えるようなので改造後の基板で19V駆動では完全密閉 した樹脂ケースに入れるのは無理と判断される。 スイッチング周波数の変更をした場合でも低インピーダンスのスピーカーを使用すると高域の周波数特性が落 ちるが、これはインダクタンスが大きすぎる最終段のトロイダルインダクタの巻線を減らすことで改善できる。 スイッチング周波数によって極端な音質の違い はないが同じではないという印象を持った。 ちなみに8Ω負荷の場合トロイダルインダクタの巻線を13巻減らす事で40kHzまでフラットに再生できるよ うになる、この時4Ω負荷だと20kHzではレベルが-3dBほど落ちるので車載用途などでローインピーダンスの負荷を接続する場合はさらにもう少しイン ダクタンスが少ないものに交換する必要がある。

2017年8月23日追記:
最終段LCフィルターのトロイダルインダクターだが、最初からその傾向はあったが、どうやらこの黄色いコアで巻線を減らしていくとコア容量不足で磁気飽和 を起こしてしまうようだ。 巻線をさらに6巻減らして約11uHまでインダクタンスを減らしてみたところサブウーハーchのインダクターのコア温度が急上 昇、一分も経たないうにち煙が上がり始めるほどの危険な状態になった! 「ICが壊れたのか?」と慌ててDCレンジでGNDとSP端子との電位差を測ると 電源電圧の1/2をキープしてるしSPからは普通に音は鳴る状態。 どうやら巻線を減らした事でインダクタに流れる電流のピークが磁気飽和が起きるほどま でに上昇した結果、ほとんどインダクタンスが無い状態になってしまい、ICのPWM出力にいきなりC負荷をつないだみたいな状態になってインダクタに大電 流が流れ続け発熱するという事態になった模様。 この状態になったトロイダルコアを使い実測値で28uHになるまで太い巻線で巻き直して再トライしみてみ たら更に激しく発熱する状態になってしまった。 こりゃダメだなと諦め、数年前にPWMアンプから外したジャンク品の大電流対応インダクター10uH(ほ ぼ同じインダクタンス)に交換したら、それだけで普通レベルのコア温度上昇に収まるという結果になったのであった・・・・
 という事で、サテライト側のコアはなんとか改造に耐えたけど、サブウーハーchのトロイダルインダクタの巻線を減らす事はお勧めしない、サテライト側に ついても低インピーダンスのスピーカーで高域まで周波数特性を伸ばすためにインダクタンスを下げる必要があるのならば、もっと許容量の大きなマトモな部品 に交換すべきだと思う。

2017年9月24日追記:
どうやら先日の発煙したトロイダルコアは何かの拍子で大電流が流れた際にコアに磁気を記憶してしまったようだ、磁気ギャップがないコア故にいわゆる「コア メモリ」状態になってしまったようだ、B-Hカーブの中心から大きく外れた領域に磁化され、そこから抜けられず実効的なインダクタンスが減少するため 1uFのコンデンサーを通してGNDに大電流が流れコアが発熱するという状態に陥ったようだ。 このためにBTL出力で対称に2個あるインダクタの外観は ほとんど同じなのだがの片側だけが異常に発熱する状態になっていた、その時は素材が熱で劣化してダメになってしまったのかと思ったが、実は磁気リセット (消磁処理)すれば復活できたものと思われる、オリジナルの黄色いトロイダルコアはもっと高い周波数用の素材のはずで、本来なら赤色でもっと大型のコアを 使用するべきものと思われる。 ちなみに1.2MHzでの計算上の10uHインダクターのインピーダンスZはZ=2・π・f ・L なので計算すると約75Ωであるが、無信号時でもICのPWM出力からはこのインダクターと1uFのコンデンサーを通してGNDに向かってデューティ50%の矩形波による 電流が流れ続けているから発熱する訳で、無音でもインダクターが熱くなるのはそのためである。 1uFのコンデンサーを約半分の0.47uFに交換してイ ンダクターを約2倍の22uHに上げてしまえばカットオフ周波数は同じままで発熱量は半減しそうな気もするが、ダンピング特性や音も変わってきそうだし、 とにかく また同じ事が起きるのはイヤなので10uHのインダクターで許容電流のピーク値が大きいものに交換してしまった。交換したのはLaird-Signal Integrity Products社製MGV1004100M-10 (10uH, typ. 6.8A  max.12A, Shielded)という比較的小型(11x10x4.3mm)ながら大電流に耐えられるもの。 スイッチング周波数アップ、インダクター交換とSUB側のスレーブ動作改善の相乗効果により、コアからの発熱の問題は問題のないレベル(50度以下)になった。

部品交換した後はコアが磁化して異常発熱する事故は起きていない。


高速な1.2MHzスイッチング動作をさせているためにICからの発熱は400kHzのオリジナル状態よりもやや増えているように感じる。 音質について コメントすると改造後は高域の音色がオリジナルよりもスムースに感じられるように変わった。 改造を終えた現状なら大きく不満を感じないで十分鑑賞にも使 える音質だ、残留ノイズも全く問題ない。基板の配線パターンが細いのもあるだろうがサブウーハーを2Ω負荷で駆動して大音量で鳴らしても低域のドライブに 問題を感じないし十分に実用になるレベルの音質である。 大音量で使う場合、電流リミットより先に出力振幅のリミットが先に効いてしまうので音量を出した い場合は低インピーダンスのスピーカーの方が有利であろう。


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